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電阻采樣電流重構在異步電機驅動器中應用
添加時間:2019-12-05
在異步電機控制系統中,要獲得較好的控制性能,常需要檢測相電流進行閉環控制。其常用的三相電流檢測方法是在逆變器輸出端或三相負載端設置三個或者至少兩個電流傳感器以獲得三相電流信號。這兩種方案缺點在于采用多個電流傳感器帶來的成本壓力以及安裝中的體積增大,難以模塊化集成,尤其是對于11kW一下的小容量的變頻器裝置來說,若要在價格上有一定的競爭力無疑是一個極大的挑戰。因此逆變器相電流重構問題的研究備受關注。隨著微處理技術的快速發展,基于單電阻采樣技術的相電流重構技術在滿足性能要求的基礎上可以很好地解決傳統方案中存在的問題。該技術不需要復雜的電流檢測電路,相比于傳感器測量方案,單電阻電流檢測電路硬件成本可降低60%以上。目前該技術已在空調,并網逆變器中應用,取得了較好的效果。
1重構技術的原理及實現難點
1.1單電阻采樣的原理
本文采用的重構技術就是基于SVPWM控制方法來實現的。
如圖1所示,定義每相橋臂的開關管分別為Sa,Sb,Sc,把上橋臂開關管導通時定義為狀態“1”;關斷時定義為狀態“0”。根據三組橋臂(Sa,Sb,Sc)的通斷,在180度導電方式下,那么6個開關器件就形成了8種開關模式,得到6組基本的非零空間矢量,即V1(100),V2(110),V3(010), V4(011),V5(001),V6(101)和2組零矢量V0(000),V7(111)。其中6種開關模式產生輸出電壓,在電機中形成相應的6種磁鏈矢量;
 
圖1 逆變電路結構圖
Fig. 1 Structure of converter circuit
2種開關模式不輸出電壓,不形成磁鏈矢量。如圖2所示,對于每一個參考矢量 ,它都可以由其相鄰的三個靜態矢量合成,可通過8種基本的電壓矢量形成任何預期的指令電壓矢量[1]。基于伏秒平衡原理,給定矢量 與開關周期 的乘積等于各空間矢量電壓與其作用時間乘積的和,如式1所示。
       (1)
式中, 和 為有效矢量, 為零矢量, 和 為兩個有效矢量的作用時間,T0為零矢量的作用時間。
 
   圖2 電壓矢量圖
Fig. 2 Diagram of voltage vectors
根據圖2所示的電壓矢量圖,當6個非零矢量中任意一個作用于電機時,逆變器的直流母線電流必為電機某一相定子電流的瞬時值,idc=(ia×Sa+ib×Sb+ic×Sc)/2,如表1中所示對應關系,其中idc為直流母線電流,ia、ib、ic為定子相電流[2]。但是,每次只能知道其中的一相電流,如果想在一個開關周期內重構三相電流,則必須分時采樣,忽略這兩個時刻的變化,再根據三相電流之和為零,計算出第三相的值。
表1 開關狀態、相電流與直流母線的關系表
Tab.1 Relationship among switching state, phase current and DC-link current
開關狀態 SaSbSc idc
0 000 0
1 100 ia
2 110 -ic
3 010 ib
4 011 -ia
5 001 ic
6 101 -ib
7 111 0
 
1.2 重構技術的難點
在根據直流母線電流重構電機相電流時,由于理想開關特性和實際器件特性之間的差別。實際情況時,電動機相電流具有一定的不可觀測區域,它存在于低速時指令矢量形成區域和每個扇區內基本矢量的邊界區域。有效的采樣必須使有效矢量的作用時間滿足公式(2)[3]:
              (2)
式中Tmin包括為了防止開關管直通的死區時間tdt,開關管開通關斷時的電流尖峰時間trs,以及A/D采樣和保持時間tad。
                      (3)
當采用中點采樣時,在三相調制下,有效矢量被分為兩段,因此矢量持續作用的時間需滿足公式(3),才能做到有效采樣。
圖3為逆變器輸出電壓空間矢量圖中的非觀測區(斜線畫出的陰影和中間陰影部分),至少有一個PWM占空比間隔太短,而不能有效的測量直流母線電流。如果參考電壓矢量落入這樣一個非觀測區域,將不能可靠的檢測三相電流,因為一個或多個有效狀態矢量沒有作用足夠長的時間,以確保準確的測量。這些非觀測區圍繞六個有效的電壓矢量,而相應的有效電壓矢量控制PWM間隔,因此在開關周期結束之前很難檢測第二相相電流。
 
 
圖3電壓空間圖中的非觀測區域
Fig.3 Unobserved region in the voltage vector plane
上面分析中,是以一個開關周期中采樣兩次來分析的,這存在一定的分時誤差。為了盡可能地減小分時采樣帶來的誤差,還可以在一個開關周期采樣4次,在前半個周期采兩次,再到后半個周期采樣兩次,如圖4所示,然后分別取兩個采樣的平均值。但考慮到芯片速度,本文實現在一個開關周期采樣兩次。
 圖4 母線電流采樣時刻圖
Fig.4 The DC-link current sampling time
1.3 重構技術的解決方案
針對電流重構技術中的非觀測區的問題的解決辦法,各國學者提出了多種方法,主要有以下兩種方法:利用電機參數辨識相電流;改變脈沖的方法-改變有效矢量作用時間、插入矢量或補償矢量。其中利用電機參數辨識相電流的方法對電機參數的依耐較大,且實現起來較復雜,所以學者們多研究的是改變脈沖來解決非觀測區的電流重構難點。有文獻介紹提出限制矢量最小作用時間,是指當其中一個或者兩個有效矢量的作用時間均小于前述最小作用時間,則相應的將矢量作用時間修正為Tmin,如下圖5、圖6所示。
文獻[4]中介紹的方法是在一個開關周期里改變脈沖,但不改變矢量的幅值及相角,此方法適用于低調制區,盡管開關模式改變了,增加了開關次數,相應的開關損失及諧波畸變率也加大,但由于持續時間很短,這一影響可以忽略。文獻[5]也遵循以移相前后合成的參考電壓矢量不變的思想,其基本方法就是把占空比最大和最小的對應相的PWM波進行前后平移,以留出足夠的采樣時間。
文獻[6]中提出的觀測矢量插入法,它引入了一種特殊的開關順序,當參考電壓矢量落入一個非觀測區域。在第一個開關間隔Ts1,根據基本SVPWM運算,則PWM調制算法生成一個參考電壓矢量。在第二個開關間隔Ts2,可選擇插入一組由[100],[010],和[001]組成的三個有效空間矢量作為觀測矢量,或者第二組有效空間矢量[110],[011],和[101]也適用。這種新的算法就稱為觀測矢量插入法(MVIM)。從而使所有三相電流在次間隔內都是可觀測的。這種方法是應用于整個矢量區域內,由于增大了開關周期,存在比較明顯的電壓損失。
 
(a) 高調制區矢量圖
 
(b) 低調制區矢量圖
圖5 第一扇區不同調制度下的矢量合成圖
Fig.5 Voltage vector diagram of different modulation 
in the first sector
 
(a) T1/4<Tmin
  
(b) T1/4<Tmin且 T2/4<Tmin
圖6 第一扇區非觀測區的修正脈沖波形
Fig.6 The pulse wave of the unobserved region in the first sector
 
2  電阻采樣逆變器設計
2.1系統控制框圖
逆變器系統硬件電路一般可以分成功率電路和控制電路兩部分。功率電路部分由整流電路、濾波電路及三相橋式逆變電路構成;控制電路部分以XC878為核心,包括電流/電壓檢測模塊、保護模塊、顯示模塊。系統控制框圖如圖7所示。
 
圖7 系統控制框圖
Fig.7 The block diagram of control system
本文選用Infineon公司的8位單片機XC878作為控制系統的核心,系統主頻26.7MHz[7]。包括PWM信號產生電路和異常時的過流、過熱保護電路,利用單片機通用I/O口設計鍵盤顯示電路,由顯示和按鍵兩部分組成。在本次設計中,使用XC878中的另外一個PWM單元T2CCU來調制重構的電流信號,再利用有源濾波電路濾波觀測重構電流。
2.2單電阻采樣電路的設計
 
圖8 直流母線電流采樣電路
Fig.8 Sampling circuit of DC-link current 
 
由于使用電流重構技術,直流母線電流是采用單電阻進行測量的,電阻阻值選用10mΩ,阻值很小,不影響系統工作。直流母線電流采樣電路如圖8所示,由于是在高壓側直流負母線上測量,所以采用線性光耦HCPL7840進行強弱電隔離,光耦的初級接受一組待測的摸擬電壓信號,次級輸出一對差動的電壓信號。輸出信號線性地跟隨輸入信號變化,光耦的輸出信號經調理電路處理為0-5V變化的信號,送入單片機進行數字化并計算處理。
3仿真與實驗研究
3.1 仿真研究
采用MATLAB軟件搭建單電阻采樣變頻系統進行了仿真研究。在此基礎上設計并實現了基于Infineon 公司的XC878的控制芯片的變頻器的硬件平臺。其中XC878自帶的A/D轉換器最快轉換速率為1.5?s,而系統中的控制周期為500?s。仿真及實驗中使用三相鼠籠型異步電機的參數如下:額定功率Pn=0.75kW,極對數nP=2,額定轉速n=1390r/min。
MATLAB的仿真結果如圖9 所示。圖9a、9b 分別為不限制最小矢量作用時間情況下、限制最小矢量作用時間情況下的重構的三相電流波形(開環控制條件下,未做死區補償)和扇區跳變波形,圖a中母線電流采樣后重構的三相電流波形在扇區間的交界處出現較大的毛刺,這是由于直流母線電流采樣作用時間小于Tmin 引起的,圖b則解決了該處問題,與理論分析一致。
 
(a)重構電流與扇區波形
 
(b) 重構電流與扇區波形
圖9 仿真結果圖
3.2 實驗驗證
實驗結果如圖10所示。圖10a為重構電流與實際電流穩態時的波形展開對比圖,圖10b為重構電流與實際電流瞬態時的波形對比。圖中實際電流用電流霍爾傳感器測得并通過示波器觀測,重構電流通過PWM口調制輸出經濾波觀測所得。可見重構得到的電流波形與實測波形基本一致,這表明重構技術有效。
 
 
(a)重構與實際電流波形
 
(b)重構與實際電流波形
圖10 實驗結果圖
Fig.10 The diagram of experiment results
4 結論
本文對異步電機驅動器相電流的重構問題進行了研究分析,針對空間電壓矢量調制中的非觀測區域問題,采用了單片機易于實現的方法,仿真和實驗結果表明重構的相電流具有較高精度,驗證了提出的重構算法。該方案可降低系統體積,具有很高的實用價值。
參考文獻
[1] Bin Wu.大功率變頻器及交流傳動.機械工業出版社,2007.8
[2]T.G.Habetler and D.M.Divan. Control strategies for direct torque control using discrete pulse modulation. in Proc. IEEE/IAS 1989 Annu.Meeting, 1989, pp. 514–522.
[3]Francesco Parasiliti, Roberto Petrella, Marco Tursini.Low Cost Phase Current Sensing in DSP Based AC Drives.Proceedings of the IEEE International Symposium, 1999
[4]W. C. Lee and T. K. Lee, “A novel control of three-phase PWM rectifier using single current swensor,” in Proc. IEEE PESC’99, vol. 6, 1999, pp.
[5] 儲劍波,胡育文,黃文新,楊建飛.一種變頻器相電流采樣重構技術.電工技術學報.2010. 25(1):111-117
[6] Hongrae kim and Thomas M. Jahns,“ Current control for AC Motor Drives Using a DC Link Current Sensor and Measurement Voltage Vectors,” in Proc. IAS’96, 2005, pp. 759-765.
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